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陶瓷電容的等效串聯電阻損耗

在選用射頻片狀陶瓷電容時，等效串聯電阻（ESR）常常是最重要參數。ESR通常以毫歐姆為單位，是電容的介質損耗（Rsd）和金屬損耗（Rsm）的綜合（ESR＝Rsd Rsm）。事實上所有射頻線路都用到陶瓷電容，所以評估陶瓷電容損耗對線路性能的影響是十分重要的。

低損耗射頻電容的優點

低損耗射頻電容的優點,在所有射頻電路設計中，選用低損耗（超低ESR）片狀電容都是一項重要考慮。以下是幾種應用中低損耗電容的優點。在手持便攜式發射設備的末級功率放大器內使用低損耗電容作場效應晶體管源極旁路和漏極耦合，可以延長電池壽命。ESR高的電容增加I2ESR損耗，浪費電池能量。使用低損耗電容產品使射頻功率放大器更容易提高功率輸出和和效率。例如，用低損耗射頻片狀電容作耦合，可以實現最大的放大器功率輸出和效率。對于目前的射頻半導體設備，例如便攜手持設備的單片微波集成電路，尤其是如此。許多這種設備的輸入阻抗極低，因此輸入匹配電路中電容的ESR損耗在全部網絡的阻抗中占了很大的百分比。如果設備輸入阻抗是1歐姆而電容ESR是0.8歐姆，約40％的功率將由于ESR損耗而被電容消耗掉。這將減低效率和輸出功率。高射頻功率應用也需要低損耗電容，這方面的典型應用是要使一個高射頻功率放大器和動態阻抗相匹配。例如半導體等離子爐需要高射頻功率匹配，設計匹配網絡時使用了電容。負載從接近零的低阻抗大幅度擺動到接近開路，導致匹配網絡中產生大電流，使電容負荷劇增。這種情況使用超低損耗電容，例如ATC的100系列陶瓷電容，最為理想。發熱控制，特別是在高射頻功率情況下，和元件ESR直接有關。這種情況下的電容功率耗散可以經由I2ESR損耗計算出來。低損耗電容產品在這些線路中能減少發熱，使線路發熱問題更容易控制。見下節“功率耗散”中的例子。

使用低損耗電容可增加小信號放大器的有效增益和效率。設計低噪聲放大器（LNA）時使用低損耗陶瓷電容可以把熱噪聲（KTB）減到最小。使用超低損耗電容也可很容易地改善信噪比和總體噪聲溫度。設計濾波網絡時使用低損耗陶瓷電容能把輸入頻帶插入損耗（S21）減到最小，而且使濾波曲線更接近矩形，折返損耗性能更好。MRI成象線圈的陶瓷電容必須是超低損耗。這些電容和MRI線圈相接，線圈是調諧電路的一部分。因為MRI掃描器要檢測極弱的信號，線圈的損耗必須很低，一般在幾個毫歐姆的量級。如果ESR損耗超過這個量級，而設計者沒有采取措施降低損耗，成象分辨率就會降低。ATC100系列陶瓷電容組具有超低損耗，因而經常用于線圈電路。這些電容組在諧振電路中發揮功能，卻不增加整個線路的損耗。

1.ESR引起的電容功率耗散

ESR乘以射頻網絡電流的平方就得到耗散在電容里的功率。所以耗散在電容里的功率可以表示為：Pd=ESRx(射頻電流)2或Pd=ESRxI2一個有趣的現象是，低損耗電容用于高射頻功率設備中時，設備功率可以是電容額定功率的幾百倍。

下面是低ESR電容這樣使用的一例。射頻功率＝1000瓦電容是ATC100E102（1000pF）

頻率＝30MHzESR＝0.018歐姆（18毫歐姆）；設備線路阻抗＝50歐姆。注意，100E系列最大允許功率耗散是大約5瓦。

解：計算這一線路的射頻電流，再以電流計算電容中的射頻功率耗散。電流＝（功率/阻抗）

1/2(這是這一線路內的電流)（1000/50）1/2=4.47安培電容中實際耗散功率：P＝I2xESR(這

是電容將耗散的功率)P＝4.47x4.47x0.018=0.34瓦。

這個結果意味著在一個1000瓦射頻功率，50歐姆阻抗的設備中，只有0.34瓦是由于ESR而被電容消耗掉的。因此，電容由于ESR只消耗了它額定最大功率的6.8％。由于電容ESR損耗極低，電容溫升可以忽略。

介質損耗（Rsd）

介質成分，不純度和微觀結構例如晶粒大小，組成和氣孔多少（密度）這些介質特性決定陶瓷電容的介質損耗正切。每種介質都有自己的損耗因數，或損耗正切。損耗正切數值等于耗散系數（DF），是電容介質在射頻下損耗的量度。這個損耗造成介質發熱。在極端情況下，熱損壞能造成設備失效。耗散系數是介質損耗量級很好的指標，通常是在低頻，即1MHz下測定的。在這頻率下介質損耗是電容損耗的主要成分。

金屬損耗（Rsm）

金屬損耗取決于電容結構中所有金屬各自的電阻特性，和趨膚效應引起的隨頻率變化的電極損耗。這包括電極，終端和阻擋層等任何其他金屬。Rsm的作用也是使電容發熱。在極端情況下，熱損壞能造成設備失效。這些損耗包括歐姆損耗和趨膚效應損耗。多數多層陶瓷電容的“趨膚效應”損耗通常發生在30MHz以上的頻率。下例給出一個ESR，由金屬的Rsm構成，數值由頻率決定。例：一個100pF電容在30MHz時ESR是18毫歐姆。它在120MHz時ESR是多少？

解：計算頻率比值的平方根：(120/30)1/2＝（4）1/2＝2120MHz時ESR是30MHz時的2

倍，即36毫歐姆。

下表給出ATC180R系列22pF電容的介質損耗Rsd和金屬損耗Rsm。兩種損耗分別在不同

頻率下測定，相同頻率下測得的兩種損耗相加得到該頻率下的ESR。注意低頻下占主導地位的是介質損耗Rsd，高頻下則是金屬損耗Rsm。其他容值的電容情況相似，只是Rsd和Rsm分占比例不同。

通常產品目錄給出頻率30MHz或更高時的ESR曲線，這時損耗主要由金屬造成，介質損耗事實上低到可以忽略，不對總體ESR造成任何影響。

ESR，Q，DF和Xc的關系

下圖是電容電壓電流的相位關系，以及耗散系數，ESR和阻抗幅值。在理想電容里電流超前電壓90o。下圖中Ia是流過電容的實際電流，Ia和理想電容電流形成一個Φ角，叫做損耗角。注意Ia和Vc的關系與Xc和ESR的關系成比例。下面表2給出圖1中所有參數的關系。普遍規律是，在頻率低于1MHz時，介質損耗（Rsd）占主導地位，設計時用DF。在較高的射頻頻率，即30MHz到微波頻率，ESR和對應的Q值事實上總是主要由金屬損耗（Rsm）決定。

2.測量ESR

在使用電容的射頻設計中，ESR是必須考慮的重要參數。為了有效地描述電容的ESR，需要可靠和可重復的測試方法。測量高Q片狀陶瓷電容的ESR需要固有Q值大于被測器件（DUT）的測試系統。高Q諧振同軸線是最常用測試設備。同軸線諧振腔通常由銅管作外導體，銅棒作中心導體。被測器件串聯在中心導體和地之間。見圖3。測量ESR之前，先要確定空載諧振傳輸線的特性。將同軸線短路，再加射頻激勵，測出四分之一和四分之三波長帶寬。然后，將傳輸線開路，測出半波長和一個波長帶寬。從以上數據可得到傳輸線空載Q值，測量系統電阻和諧振頻率。通常傳輸線空載Q值量級是1300到5000（130MHz到3GHz），四分之一波長測量系統電阻是5到7毫歐姆。

被測樣品電容和位于傳輸線低阻抗端的短路活塞串聯。調整信號源頻率以獲得諧振電壓峰值。再改變信號源頻率從諧振曲線峰值向左右下調6dB。在傳輸線的高阻抗端以輕度耦合接入射頻毫伏表探頭，以測量6dB點的射頻電壓。被測器件接入后對傳輸線Q值造成微擾，改變了上述無載時的諧振頻率和帶寬。對應的下調6dB的頻率fa和fb可用于計算電容的ESR。此法稱為Q值微擾法，見圖2。注意：因為被測電容樣品的容性電抗與傳輸線串聯，使傳輸線的電長度變小，變化量由電容容值決定。對于容值10pF以上的電容，可以得到合理的測量精度。當容值接近1pF時，ESR測量誤差變得很大。低電容容值意味著高容抗值，因此劇烈改變傳輸線電長度。在諧振時，傳輸線電抗和被測器件的電抗幅值相同，符號相反。

最常用測量系統由同軸線制成（BOONTON型號34A），標稱長度57.7cm，諧振頻率130MHz，特性阻抗75歐姆。傳輸線特性阻抗為75歐姆時傳輸線Q值最大，所以選用75歐姆。對于其他頻率范圍，可選其他長度的傳輸線。

信號發生器接在傳輸線的低阻抗端，以無感精確電阻為終端。電阻安在TNC接頭上，插入傳輸線的被測器件端。一個暴露的導體環與傳輸線輕度耦合，將射頻能量導入傳輸線。以信號發生器掃頻，直到射頻毫伏表顯示電壓諧振峰值。旋轉信號源環路，直到傳輸線高阻抗端的毫伏表顯示3毫伏的參考電壓。這一步是為了確保射頻信號源不對傳輸線加載而降低其Q值。見圖3。射頻探頭安在傳輸線的高阻抗端，與射頻毫伏表相連，在諧振時測量射頻電壓。從量測結果可算出帶寬和Q值。將這樣測得的有載帶寬（BW）和Q值和開始無載短路條件下的結果比較，獲得Q和帶寬變化量，即可計算ESR。將帶寬數據和初始傳輸線特性代入方程即可算出被測樣品的ESR。這里描述的ESR測法是以串聯模式進行的，適用頻率達到約3GHz。

影響ESR測量的因素

為測定頻帶（BW）的頻率測量數據至少需4位小數，5位更好。信號源和測量探頭都必須與傳輸線輕度耦合。傳輸線高阻抗端需屏蔽以減少輻射，這樣Q就不受影響。屏蔽由截止衰減器實現，衰減器提供每半徑16dB衰減。被測器件在測試系統中放置方式要保持一致。為使測試結果能重復，必須保持系統接觸表面的清潔。

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